，然后点击“添加到主屏幕” 爱看文学 www.2kwx.com，学霸的科技帝国无错无删减全文免费阅读！
技术领域
本发明涉及的是一种开关电源，具体是采用多电平逆变器的、高频的、基于谐振软开关的高压直流电源。
背景技术
高压直流电源在静电除尘、高压电容充电和医疗影像等设备中有着广泛的应用。传统的高压直流电源通常采用晶闸管相控整流后用工频变压器升压的供电方案。但这种低频的供电方式使得变压器和滤波器件的体积、重量比较大，而且电源的输入、输出端都含有大量难以滤除的低次谐波。近年来，随着新一代功率器件(如igbt、等)的广泛应用，微处理器的速度进一步提高，高频逆变技术也越来越成熟，为研制一种高性能的大功率高压直流电源创造了条件。
高频化可以使得高压电源装置小型化、轻量化，但同时开关损耗也会随之增加，电能效率严重下降，电磁干扰也增大了，所以简单的提高开关频率是不行的。在大功率高压直流电源应用场合，由于常规pwm(，脉宽调制)时，开关管工作于硬开关的状态，电磁干扰较大，开关管损耗和损坏几率较大，不利于进一步提高开关频率，同时也影响了电源的稳定性和效率。针对这些问题，提出了软开关技术，它利用谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高。
经对现有的技术文献检索发现，《基于谐振软开关的大功率高压直流电源》利用功率主回路中高频变压器的漏感和外加电容构成串联谐振电路，可以改善开关管的开关环境，采用pam(脉幅调制)和pfm(脉频调制)相结合的调制方式。pam控制利用晶闸管相控整流电路调节直流母线电压来调节输出功率，pfm控制通过改变逆变电路的工作频率来调节输出功率。pam控制晶闸管相位。会产生开关损耗，而且晶闸管的开关频率较低，也就决定了pam无法快速响应；pfm只能消除开关管开通时或关断时的单一损耗。开关频率较高时，开关损耗仍然较高。对开关频率仍有一定的限制。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种基于谐振软开关技术的高压直流电源，可完全消除逆变器的开关损耗和高频不可控整流电路的整流损耗，整个电源系统控制策略简单、效率高，输出的电压波动小、响应快。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：工频不可控整流器，该整流器被配置来给逆变器稳定的输入电压；逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容与变压器的漏感组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器升压；高频不可控整流器对高频高压正弦电压整流，n级整流器的串联作用可使输出直流电压升高n倍。
所述的工频不可控整流器是对电网电压整流，包含的整流器数量由逆变器的输出电平数量决定。整流器以串联连接，低频变压器的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压相位相同，相应的二极管同时导通，使得串联电容组均压充电。
所述逆变器的开关频率高，采用软开关控制以消除高频开关损耗。逆变器增加一个开关管。输入直流电压有两种。根据开关管不同的导通方式，逆变器的输出有5种状态，分别为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同。对谐振电流起到加强作用；自由谐振是逆变器输出脉冲电压为零，对谐振电流无影响；反向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的不同方向对应不同的开关导通方式。在谐振电流的过零点切换开关管的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。根据检测的电容电压、谐振电流和输出电压，逆变器的5种状态按照仿真得到的决策曲线决定下一时刻的输出状态。每种状态的作用周期设置为串联谐振周期一半的整数倍。
所述串联谐振电路由外加电容器和变压器的漏感串联组成，如果变压器的漏感不足，可外加电感。电容器与电感的容量确定。串联谐振频率和逆变器的开关频率也确定。电容器与电感的容量选取由逆变器的开关管的耐电压和耐电流情况和不可控整流器所要求的电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例，与整流器的电容器充电速度反比例。电容器电压只与谐振频率有关。
所述高频不可控整流器对高频变压器输出的高压交流电整流，输出高压直流电压。输出电压提高的倍数由高频变压器初、次级匝数比。次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器，不同次级绕组连接的整流器之间串联。次级绕组连接的多级整流器增加电容器，且连接到各级整流器的电容器容量相同，所流过的电流为零时，各整流器的相应二极管同时导通，保证各串联电容器均压充电，且无整流损耗。
高频变压器升压倍数不变的情况下，次级两个绕组的匝数和不变，即高频变压器不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电，高频不可控整流器中的二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联提供，每个电容器的耐压值降低了多倍，但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则，容量小可使输出电压升压更快。
一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中。电容电压与谐振电流需进行限制，以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段，输出电压给定值并不直接为目标值。而是逐渐升高，收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值的95%之前。输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此时，若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态，电容电压与谐振电流超过限定值，下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的95%以后，输出电压给定值以较小幅度上升，快速收敛到目标值，判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振。以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：逆变器的结构简单、控制策略容易实现，基于谐振软开关控制技术，可完全消除开关损耗，开关频率进一步提高，由于逆变器输出电平增加，对输出电压调节更加精细，使得输出电压波动更小、响应更快；为了适应所设计的逆变器输入电压模式，采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电，保证了逆变器输入电压的稳定。而且工频整流器不需要对其输出电压调整，采用不可控整流器，简化了整个系统的控制复杂度；高频不可控整流器采用多级整流器串联方式。在各级整流器之间增加相同容量的电容，消除了高频不可控整流器的损耗，提高了整个系统的效率。
附图说明
当参考阅读下面的详细说明时，将更好地理解本发明的特征和优点，其中，在全部附图内，类似的字符表示类似的部分，其中：
图1为本领域已知的高压电源拓扑；
图2为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑。工频不可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流，高频不可控整流60采用高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器。并串联在一起；
图3为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑。工频不可控整流器70采用2级整流器，高频不可控整流器80采用4级整流器；
图4为逆变器40的5种工作状态，1-逆变器40的输出电压，2-串联谐振电路的谐振电流。其中，i-2正向谐振，ii-2反向谐振，iii-自由谐振，iv-1正向谐振，v-1反向谐振；
图5为输出电压给定值的理想上升曲线，1-理想给定值上升曲线，2-仿真得到的高压直流电压输出曲线；
... -->>
技术领域
本发明涉及的是一种开关电源，具体是采用多电平逆变器的、高频的、基于谐振软开关的高压直流电源。
背景技术
高压直流电源在静电除尘、高压电容充电和医疗影像等设备中有着广泛的应用。传统的高压直流电源通常采用晶闸管相控整流后用工频变压器升压的供电方案。但这种低频的供电方式使得变压器和滤波器件的体积、重量比较大，而且电源的输入、输出端都含有大量难以滤除的低次谐波。近年来，随着新一代功率器件(如igbt、等)的广泛应用，微处理器的速度进一步提高，高频逆变技术也越来越成熟，为研制一种高性能的大功率高压直流电源创造了条件。
高频化可以使得高压电源装置小型化、轻量化，但同时开关损耗也会随之增加，电能效率严重下降，电磁干扰也增大了，所以简单的提高开关频率是不行的。在大功率高压直流电源应用场合，由于常规pwm(，脉宽调制)时，开关管工作于硬开关的状态，电磁干扰较大，开关管损耗和损坏几率较大，不利于进一步提高开关频率，同时也影响了电源的稳定性和效率。针对这些问题，提出了软开关技术，它利用谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高。
经对现有的技术文献检索发现，《基于谐振软开关的大功率高压直流电源》利用功率主回路中高频变压器的漏感和外加电容构成串联谐振电路，可以改善开关管的开关环境，采用pam(脉幅调制)和pfm(脉频调制)相结合的调制方式。pam控制利用晶闸管相控整流电路调节直流母线电压来调节输出功率，pfm控制通过改变逆变电路的工作频率来调节输出功率。pam控制晶闸管相位。会产生开关损耗，而且晶闸管的开关频率较低，也就决定了pam无法快速响应；pfm只能消除开关管开通时或关断时的单一损耗。开关频率较高时，开关损耗仍然较高。对开关频率仍有一定的限制。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种基于谐振软开关技术的高压直流电源，可完全消除逆变器的开关损耗和高频不可控整流电路的整流损耗，整个电源系统控制策略简单、效率高，输出的电压波动小、响应快。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：工频不可控整流器，该整流器被配置来给逆变器稳定的输入电压；逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容与变压器的漏感组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器升压；高频不可控整流器对高频高压正弦电压整流，n级整流器的串联作用可使输出直流电压升高n倍。
所述的工频不可控整流器是对电网电压整流，包含的整流器数量由逆变器的输出电平数量决定。整流器以串联连接，低频变压器的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压相位相同，相应的二极管同时导通，使得串联电容组均压充电。
所述逆变器的开关频率高，采用软开关控制以消除高频开关损耗。逆变器增加一个开关管。输入直流电压有两种。根据开关管不同的导通方式，逆变器的输出有5种状态，分别为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同。对谐振电流起到加强作用；自由谐振是逆变器输出脉冲电压为零，对谐振电流无影响；反向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的不同方向对应不同的开关导通方式。在谐振电流的过零点切换开关管的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。根据检测的电容电压、谐振电流和输出电压，逆变器的5种状态按照仿真得到的决策曲线决定下一时刻的输出状态。每种状态的作用周期设置为串联谐振周期一半的整数倍。
所述串联谐振电路由外加电容器和变压器的漏感串联组成，如果变压器的漏感不足，可外加电感。电容器与电感的容量确定。串联谐振频率和逆变器的开关频率也确定。电容器与电感的容量选取由逆变器的开关管的耐电压和耐电流情况和不可控整流器所要求的电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例，与整流器的电容器充电速度反比例。电容器电压只与谐振频率有关。
所述高频不可控整流器对高频变压器输出的高压交流电整流，输出高压直流电压。输出电压提高的倍数由高频变压器初、次级匝数比。次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器，不同次级绕组连接的整流器之间串联。次级绕组连接的多级整流器增加电容器，且连接到各级整流器的电容器容量相同，所流过的电流为零时，各整流器的相应二极管同时导通，保证各串联电容器均压充电，且无整流损耗。
高频变压器升压倍数不变的情况下，次级两个绕组的匝数和不变，即高频变压器不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电，高频不可控整流器中的二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联提供，每个电容器的耐压值降低了多倍，但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则，容量小可使输出电压升压更快。
一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中。电容电压与谐振电流需进行限制，以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段，输出电压给定值并不直接为目标值。而是逐渐升高，收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值的95%之前。输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此时，若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态，电容电压与谐振电流超过限定值，下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的95%以后，输出电压给定值以较小幅度上升，快速收敛到目标值，判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振。以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：逆变器的结构简单、控制策略容易实现，基于谐振软开关控制技术，可完全消除开关损耗，开关频率进一步提高，由于逆变器输出电平增加，对输出电压调节更加精细，使得输出电压波动更小、响应更快；为了适应所设计的逆变器输入电压模式，采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电，保证了逆变器输入电压的稳定。而且工频整流器不需要对其输出电压调整，采用不可控整流器，简化了整个系统的控制复杂度；高频不可控整流器采用多级整流器串联方式。在各级整流器之间增加相同容量的电容，消除了高频不可控整流器的损耗，提高了整个系统的效率。
附图说明
当参考阅读下面的详细说明时，将更好地理解本发明的特征和优点，其中，在全部附图内，类似的字符表示类似的部分，其中：
图1为本领域已知的高压电源拓扑；
图2为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑。工频不可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流，高频不可控整流60采用高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器。并串联在一起；
图3为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑。工频不可控整流器70采用2级整流器，高频不可控整流器80采用4级整流器；
图4为逆变器40的5种工作状态，1-逆变器40的输出电压，2-串联谐振电路的谐振电流。其中，i-2正向谐振，ii-2反向谐振，iii-自由谐振，iv-1正向谐振，v-1反向谐振；
图5为输出电压给定值的理想上升曲线，1-理想给定值上升曲线，2-仿真得到的高压直流电压输出曲线；
... -->>
本章未完，点击下一页继续阅读